可以看出，误差放大器和输出管构成了一个半边的功率放大器，电路结构和运算放大器极其相似，只是输出管只有半边，这是因为传统稳压串联电路只是改变调整管的分压来使得输出稳定，不需要从输出端抽取电流，或者说不需要负输出，所以功率输出只有半边。但是，本质上它还是个功率运放。其中第一级是普通差分增益级，跟运放一致，用于提高电源抑制比，同时进行输入和反馈的比较得到误差信号。第二级是普通的共发射极放大电路，提供足够增益，作为中间级，最后一级是功率放大电路，一般是射极输出器形式，提供足够电流输出。
仔细分析电路，发现了一些美中不足的问题：其中第一级是最普通的差分电路，本质上对于信号输出的一边来说还是共发射极电路，对于啥都不接的另一端来说则可以认为是带缓冲的共基极电路。共发射极电路由于BJT的bc端之间的米勒电容存在，会带来一个一阶极点，而由于使用了电流源负载，等效电阻非常大导致极点频率比较低则严重制约了电路频率响应。而第二级也是如此，并且为了系统稳定，有足够相位裕量，所以还人为并接了一个超级大的补偿电容，配合电流源（恒流二极管E-xxx）的几百k的电阻，这个极点的频率可想而知。所以该放大器直流或者低频性能应该不错，毕竟两级BJT提供80dB甚至更高的增益是绝对没问题的，但是频率一高，增益就会急剧下降，所以估计从几十KHz开始，该稳压器性能就开始极具劣化了。
由此，我们可以知道，只要想办法提高误差放大器的高频性能就可以极大地改善这个电路。最浅显易懂的设计就是试图找到一枚，电压足够且能够驱动MOSFET这种较大的容性负载的运放，同时具有较高的带宽和较低的噪声，温漂就可以胜任。或者，试图重新设计这个分立元件的运放。
我选择的是第二条路，并且做了理论验证。新设计使用和原来一样的电路结构，还是三级，但是第一级改为沃尔曼差分电路，第二级也是沃尔曼电路，这样好处就是在保证极大电

压增益的同时提高电路高频响应。同时输出级改为互补输出级，对于感性负载等容易出现电流倒灌的场合及其有效，既可以拉电流亦可灌电流。同时对于负载突然减轻带来的输出电压上升恢复时间的降低也有好处。传统串联稳压器在负载突然减轻的瞬间，输出电压会有一个突然的上升，此时稳压器只能尽力去减小或者关断输出管的电流供应，并等待输出负载把多余的电压慢慢耗尽在重新打开输出达到新稳态。但是这个互补输出级在负载突然变轻后会立即从输出端抽取电流使得输出电压快速恢复，提高了瞬态响应能力。
根据仿真结果，在200KHz左右频率，电源抑制比在接近60dB左右（45V直流输入叠加1Vpp干扰源），输出内阻在400KHz以内数量级为几毫欧，性能相当不错。
总之，只要设法提高误差放大级的性能加上合适的执行元件，就能极大地改善这个稳压器的性能。

不明觉厉

以前思考过以下，明天有空发个图

感觉 差分+电流镜 没有必要沃尔曼。差分的的负载本来就是低阻（电压几乎不变）的，差分右边的负载是电流镜的两个be结并联，左边的负载也是一个be结，都是低阻。沃尔曼也是be结，没啥区别。电压放大管的确有必要加沃尔曼

另外感觉抽取电流的能力也没必要，应对这种情况增大输出电容机好。多加一个大部分时候不工作的管白白增加一倍的结电容。

还想过一个高压线性稳压，打算用于胆机。灵感来自西摩公主的帖子

最新的电路如下所示：
沃尔曼差分使用恒流源负载提高增益，输出经过缓冲再输入到共射共基电路中保证阻抗匹配，输出阻抗低频段降低了30dB，高频段几乎没变。

如果想要更高的频率响应能力，则可以考虑折叠式的共射共基放大器，这个电路为AD797的内部跨导增益级，描述原话是：The new architecture of the AD797 was developed to overcome inherent limitations in previous amplifier designs. Previous precision amplifiers used three stages to ensure high open-loop gain, Figure 27b, at the expense of additional frequency compensation components. Slew rate and settling performance are usually compromised, and dynamic performance is not adequate beyond audio frequencies. As can be seen in Figure 27b, the first stage gain is rolled off at high frequencies by the compensation network. Second stage noise and distortion will then appear at the input and degrade performance. The AD797 on the other hand, uses a single ultrahigh gain stage to achieve dc as well as dynamic precision. As shown in the simplified schematic (Figure 28), nodes A, B, and C all track in voltage forcing the operating points of all pairs of devices in the signal path to
match. By exploiting the inherent matching of devices fabricated on the same IC chip, high open-loop gain, CMRR, PSRR, and low VOS are all guaranteed by pairwise device matching (i.e., NPN to NPN & PNP to PNP), and not absolute parameters such as beta and early voltage.
大意就是使用了一级足够高增益的跨导增益级完成全部的电压增益任务，而传统运放使用了两级导致引入了过多的极点，补偿后使得高频性能受到限制，带宽，电压转换速率低。

AD797的内部电路的一个特点还是，引入了局部正反馈加速了压摆率。传统的电压放大级使用了恒流源负载，但放大管基极电流升高后集电极电流也升高，这个幅度一定范围来说没有限制，基极电压越高集电极电流越高，集电极电压降低速率快，对于瞬态响应很好。但是基极电流下降时集电极电流随之下降甚至完全截止，此时下一级的驱动电流将部分或者完全由该级的电流源提供，而电流源电流一般数值很小，这就限制了单边输出能力，影响了一边的瞬态响应能力。AD797中的Q12引入了正反馈，当B点电压波动时，强制C点压也做相同的波动，加强了响应速度，并且这个影响是双边的。
根据Multisim的仿真结果看，这个电流想要自己实现非常由难度，它对某些参数的匹配要求非常高，没有很多容忍能力，差的太多就不能工作，所以最后我也没有去做跟进一步工作。

这是我做的CFA模型，工作正常作为放大器完全可以，但是作为直流输出的稳压电路则出现输出阻抗过高的问题，猜想应该是CFA的反向输入阻抗太低使得输出电压跟踪能力受到影响，所以也不太合适。所以稳压电源还是以高阻输入的VFA形式更好，你那个构想可能也有类似问题。

电路仿真显示这个电路性能实际非常差，应该是增益不够所致。无论是高频还是低频抑制能力非常有限，而且截止频率很低。

楼主实作没有？有空我试试